Bộ nghịch lưu ba bậc hình T tăng áp dựa trên chuyển mạch LC
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
Bộ nghịch lưu ba bậc hình T tăng áp dựa trên chuyển mạch LC
A Three Level T-type Inverter Voltage Boost Based on LC-Switching
Đỗ Đức Trí1, Nguyễn Minh Khai2, Quách Thanh Hải1, Nguyễn Trung Hiếu1
1ĐH Sư Phạm Kỹ Thuật TP.HCM, 2Chosun University, Korea
Abstract
In this paper, a three level T-type inverter topology based on Voltage Quasi-Switched Boost (3L T Type qSBIs)
is presented. The proposed inverter not only inherits the advantages of traditional Quasi-SBIs (qSBIs) inverters
but also has the unique features: such as use of less number of high power passive reactive elements in the
intermediate network as well as isolated DC power supply which increases the system size. On the other hand, It
is able to provide both voltage buck and boost and give required three phase three level AC output voltage in a
single stage, the T type employs an active bi-directional switch to the dc-link voltage midpoint and gets along
with two diodes less per bridge leg. It is an alternative to more complex three-level topologies such as active
neutral point clamped converters. A prototype based on a TMS320F28335 digital signal processor is built to
verify the operating principle of the proposed 3L T Type qSBIs.
Keywords
Quasi-Switched Boost inverter, T type, shoot-through, Z-source inverter, Three phase inverter.
Ngày nay nghịch lưu nguồn áp (VSI) được ứng dụng
Tóm tắt
trong các hệ thống điện quang điện (PV), bộ lưu điện
(UPS), pin nhiên liệu, điện gió, xe điện lai (HEV). [4]-
[6], [7]. VSI đa bậc có những ưu điểm như chất lượng
điện năng tốt hơn, bộ lọc điện áp ngõ ra xoay chiều
nhỏ hơn, cải thiện điện áp thấp hơn trên các thiết bị
chuyển mạch nghịch lưu. Tuy nhiên, VSI đa bậc thông
thường hoạt động như các mạch chuyển đổi buck, có
điện áp đầu ra xoay chiều nhỏ hơn điện áp một chiều
đầu vào. Trong các ứng dụng như hệ thống PV, pin
nhiên liệu, UPS. . . điện áp xoay chiều được thực hiện
bằng cách sử dụng một bộ chuyển đổi DC-DC trước
khi qua bộ VSI hoặc qua máy biến áp VSI. Tuy nhiên,
quá trình chuyển đổi công suất nhiều chặng tạo ra
phức tạp trong điều khiển, kiểm soát hệ thống và làm
giảm hiệu suất của hệ thống.
Trong VSI đa bậc, ngắn mạch sẽ gây ra sự ngắn
mạch của nguồn ngõ vào. Ngắn mạch được tránh bằng
cách tạo thời gian chết giữa tín hiệu điều khiển chuyển
mạch cho phần tử công suất trong mạch nghịch lưu.
ZSI được sử dụng trong [2]-[12] giải quyết các vấn đề
tồn tại ở trên và có thể tăng điện áp Vdc đầu vào và đạt
được điện áp xoay chiều một chặng duy nhất. Bộ
nghịch lưu nguồn Z – T-NPC hoạt động chủ yếu ở ba
trạng thái là trạng thái không ngắn mạch, trạng thái
zero và trạng thái ngắn mạch. Trong ZSI đa bậc, ngắn
mạch được sử dụng cùng với các phần tử thụ động để
tăng điện áp DC đầu vào. Tuy nhiên, việc sử dụng
nhiều phần tử thụ động công suất cao trong mạch trung
gian làm tăng kích thước hệ thống, trọng lượng và chi
phí. Trong bài báo này một mạch trở kháng LC duy
nhất dựa theo cấu hình nghịch lưu ba bậc ZSI được đề
xuất nhằm sử dụng ít nhất số thành phần thụ động
công suất lớn (hai tụ và hai cuộn cảm) và một nguồn
một chiều duy nhất.
Trong bài báo này, một cấu hình nghịch lưu hình T ba
bậc dựa trên Voltage Quasi-Switched Boost (3L T
Type qSBIs) được trình bày. Nghịch lưu đề xuất
không chỉ kế thừa những ưu điểm của các nghịch lưu
Quasi-SBIs (qSBIs) truyền thống mà còn có những
tính năng độc đáo như: sử dụng ít số phần tử thụ động
công suất lớn trong mạng trung gian cũng như nguồn
một chiều cách ly mà đó là nguyên nhân làm tăng kích
thước hệ thống. Mặt khác, hệ thống có thể cung cấp cả
tăng/giảm điện áp và cho ra điện áp ngõ ra xoay chiều
3 pha 3 bậc trong một chặng duy nhất. Nghịch lưu T
type sử dụng một chuyển đổi hai chiều đến điện áp
trung tính dc-link và ít hơn hai diode cho mỗi pha cầu.
T type là sự thay thế cho những cấu hình phước tạp
như các bộ nghịch lưu kẹp điểm trung tính tích cực.
Mô hình được xây dựng dựa trên vi xử lý
TMS320F28335 để kiểm chứng nguyên lý hoạt động
chính của nghịch lưu 3 bậc hình T qSBIs.
Ký hiệu
Ký hiệu
D
Đơn vị
Ý nghĩa
Tỷ số ngắn mạch
Điện áp ngõ vào
Chỉ số điều chế
Điện áp trên tụ
Dòng điện qua cuộn
dây
Vdc
M
VCP, VCN
ILP, ILN
V
V
A
Chữ viết tắt
D
Duty cycle
M
Modulation index
ZSI
QZSI
Z Source Inverter
Quasi Z-source Inverter
1. Phần mở đầu
Tuy nhiên, trong cấu hình nghịch lưu đa bậc này,
điện áp của tụ điện gần gấp đôi so với nghịch lưu
1
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
nguồn Z-T-NPC thông thường. Các nguồn/dòng đầu điện áp ngõ vào Vdc và đưa ra ba mức điện áp riêng
vào hiện tại của nghịch lưu nguồn Z-T-NPC 3 bậc là biệt (Vdc, 0, -Vdc) trong một chặng duy nhất.
gián đoạn nên có thể làm tăng THD và điều này là
2.1 Nguyên lý hoạt động
không hề được mong muốn trong một số thiết bị như Nguyên lý hoạt động chính của hệ thống có thể được
pin nhiên liệu, hệ thống UPS, xe điện lai. . . Nghịch tóm tắt trong Bảng 1. Hệ thống có 2 trạng thái hoạt
lưu Quasi Z-Source đa bậc được sử dụng trong [1], [8], động chính: trạng thái không ngắn mạch (NST) và
[9] cải thiện từ nghịch lưu nguồn Z đa bậc, cấu hình trạng thái ngắn mạch (ST). Hình 2 thể hiện các trạng
này điện áp vào ổn định và điện áp trên thiết bị chuyển thái hoạt động chính của hệ thống, hình 2(a), (b) thể
mạch tương đối thấp hơn. Theo [8] ghép tầng nghịch hiện trạng thái không ngắn mạch, hình 2(c) thể hiện
lưu Quasi Z-Source đa bậc sử dụng hai nguồn Vdc cách trạng thái ngắn mạch.
ly và các ít các phần tử thụ động trong mạch hơn, chất
lượng điện áp tốt hơn chỉ qua một chặng chuyển đổi VCN = VC.
duy nhất. Tuy nhiên theo [5] sử dụng nghịch lưu ba
Điều kiện lý tưởng chọn CP = CN = C, khi đó VCP
=
2.2 Trạng thái không ngắn mạch (NST)
bậc NPC tăng 2 diode kẹp, sẽ làm tăng kích thước và Tương tự như trạng thái hoạt động của T-NPC VSI
tổn hao cho hệ thống. Trong bài báo này bộ nghịch lưu thông thường, năng lượng được chuyển từ nguồn một
ba bậc tăng áp T-NPC được đề xuất giúp tăng áp Vdc chiều sang tải xoay chiều. Trong khoảng thời gian hoạt
ngõ vào và tạo ra điện áp xoay chiều ngõ ra như mong động, tải xoay chiều đạt được mức điện áp +Vdc hoặc -
muốn chỉ qua một chặng biến đổi. Hệ thống sử dụng Vdc trên tải xoay chiều đối với điểm trung tính nguồn.
số lượng các phần tử thụ động tương đối ít (chỉ hai Các Switch S1x, S2x (với, x = a, b, c) được mở 'ON' và
cuộn cảm và hai tụ điện), hai khóa chuyển mạch hoạt ngắt các khóa SP và SN để đạt được +Vc trên tải xoay
động và bốn diode trong mạng lưới trung gian giữa chiều đối với điểm trung tính nguồn, phân cực thuận
nguồn một chiều và mạch nghịch lưu T-type. Nghịch cho diodes D1 và DP. Kết quả là, cả nguồn Vdc và cuộn
lưu T-type sử dụng hai khóa tích cực nối với điểm cảm LP nạp cho tụ điện CP cũng như cung cấp năng
giữa trung tính dc link, sử dụng 2 Diode bên trong lượng cho tải thể hiện trong hình 2(a).
switch chuyển mạch thay thế cho hai Diode kẹp nhằm
giảm mỗi nhánh hai Diode kẹp [10], [14].
Tương tự, các khóa D2, DN, S3x, S4x được phân cực
thuận và ngắt các khóa SP và SN để đạt được -Vc trên
tải xoay chiều với điểm trung tính nguồn. Kết quả là,
cả nguồn Vdc và cuộn cảm LN nạp cho tụ điện CN cũng
như cung cấp năng lượng cho tải như thể hiện trong
hình 2(a).
2. Cấu hình nghịch lưu của qSBT2I 3 bậc
Hình 1 cho thấy sơ đồ mạch nghịch lưu T-NPC ba bậc,
có thể tăng nguồn điện áp đầu vào Vdc và đưa ra điện
áp xoay chiều ba bậc như mong muốn không giống
như T-NPC VSI thông thường. Nguồn đầu vào có thể
là hai nguồn một chiều bằng nhau. Mạng trung gian
giữa nguồn một chiều và các khóa IGBT bao gồm hai
cuộn cảm (LP, LN), hai tụ điện (CP, CN), hai khóa
chuyển mạch (SP, SN) và bốn diode (D1, D2, DP và DN).
Nghịch lưu Z-Source NPC ba bậc thông thường sử
dụng bốn cuộn cảm, bốn tụ điện và hai diode trong
mạng trung gian giữa các switch chuyển mạch (IGBT)
và đầu vào Vdc. Các diode nghịch lưu Z-Source NPC
ba bậc thông thường được kết nối với ngõ vào Vdc để
tăng điện áp nên dòng điện của cấu hình này không
liên tục. Nghịch lưu Quasi Z-Source đa bậc điện áp
đầu vào là liên tục, và nó sử dụng bốn cuộn cảm có giá
trị bằng nhau, bốn tụ điện và hai diode trong mạng
lưới trung gian như đã thảo luận trong phần giới thiệu.
Trong khi đó, bộ nghịch lưu dự kiến sử dụng một nửa
số thành phần thụ động (hai cuộn cảm và hai tụ điện)
trong mạng trung gian bằng cách sử dụng thêm hai
thiết bị chuyển mạch (SP và SN) và hai diode, trong khi
đó vẫn duy trì tất cả các ưu điểm của nghịch lưu NPC
Quasi Z-Source. Kết quả là, bộ nghịch lưu được đề
xuất có thể hữu ích trong các ứng dụng mà kích thước
và trọng lượng là những trở ngại chính. T-NPC VSI ba
bậc truyền thống cơ bản được vận hành bằng hai trạng
thái trạng thái hoạt động và không hoạt động để cung
cấp cho ba cấp độ điện áp khác biệt (tức là + Vdc, 0, -
Vdc).
B.1 Các trạng thái hoạt động của qSBT2I 3 bậc
Triggered
Mode
NST
ST
On Diodes
VX
Switches
S1x, S2x
S2x, S3x
S3x, S4x
+VC
0
-VC
DP, DN, D1, D2
SP, SN, S1x, S2x,
S3x, S4x
0
2.3 Trạng thái Zero
Trong trạng thái này, không có điện năng nào được
chuyển từ nguồn Vdc sang tải xoay chiều tương tự như
trạng thái không của T-type VSI thông thường. Các
khóa S2x, S3x được phân cực thuận và chuyển các khóa
SP, SN, S1, S4 phân cực ngược tạo ra được điện áp '0'
trên tải. Kết quả là, nguồn trên Vdc và cuộn cảm LP
nạp cho tụ điện CP cũng như cuộn cảm LN nạp cho tụ
điện CN như trong hình 2(b).
D1
LP
SP
S1a
S3a
S1b
S1c
dc
CP
DP
S3b
3-phase
filter &
load
S2a
S3c
S2b
DN
SN
CN
D2
S2c
dc
S4a
S4b
S4c
LN
H. 1 Sơ đồ mạch của qSBT2I 3 bậc
Trong khi đó, bộ nghịch lưu dự kiến sử dụng thêm
một trạng thái nữa, đó là trạng thái ngắn mạch để tăng
2
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
I
I
ILoad 1 D DI 0
+
-SP
+Vc
LP
LN
LP
D1
LP
Vdc
Vdc
+
-
-
+
ILoad 1 D DI 0
CP
LN
(4)
DP
DN
0
CN
1 D I
load
-
+
IL IL
+
-
P
N
1 2D
SN
+
D2
LN
-
-Vc
LP
Điện áp ngõ ra cực đại được xác định
(a)
+
LP
-
+
-
MVPN
M.Vdc
(5)
v0
M.Vc
D1
+Vc
D1
+Vc
SP
SP
2
2 12D
Vdc
-
+
Vdc
Vdc
-
+
+
-
+
-
CP
CP
Từ phương trình (5) gí trị M có thể định nghĩa :
DP
DN
SN
DP
DN
SN
0
0
2.vo
CN
CN
0 M
1
(6)
-
+
-
Vdc
+
+
-
+
-
VPN
-Vc
D2
-Vc
Để hoạt động được với khả năng chuyển đổi buck-
boost ta cần lựa chọn chỉ số điều chế M và hệ số ngắn
mạch D phù hợp thì ngõ ra mới đạt được yêu cầu. theo
phương trình (3) hệ số ngắn mạch không được lớn hơn
0.5. Như những nghịch lưu nguồn Z 3 pha thông
thường [8] thì M được chọn.
D2
-
-
LN
+
LN
+
(b)
(c)
H. 2 Trạng thái hoạt động mạch qSBT2I 3 bậc (a) trạng
thái không ngắn mạch, (b) trạng thái Zero, (c) trạng
thái ngắn mạch
2.4 Trạng thái ngắn mạch (ST)
Trong chế độ hoạt động này, các Swiched SP, SN và tất
cả các IGBT của mạch nghịch lưu T-type được phân
cực thuận, điều này phân cực ngược các diode D1, D2,
DP và DN. Do đó, nguồn điện áp Vdc đầu vào ở trên và
tụ điện CP sẽ nạp cho cuộn dây LP. đồng thời điện áp
đầu vào Vdc ở dưới và tụ điện CN nạp cho cuộn dây LN
như hình 2(c).
Trong trạng thái không ngắn mạch và trạng thái
zero (1-D).T, điện áp trên các điện cảm LP và LN được
xác định từ hình 2(a), (b).
(7)
M 1D
Gọi B là hệ số tăng áp của mạch nghịch lưu, ta có:
VPN
Vdc
1
(8)
B
1 2D
3. Điều khiển PWM của qSBT2I 3 bậc
Vcontrol
T
Vcar
VrefaVsh
0
t
-Vrefa
Vsl
SP, SN
V
Vdc VC
LP
t
p
0
S1a
V
Vdc VC
LN
N
t
t
0
S2a
dvC
Non Shoot through state
(1)
CP
CN
I Iload
0
S3a
LP
dt
t
t
0
S4a
dvC
Shoot through state
I Iload
LN
0
dt
t
0
t
1
t
2
t
3
t4
H. 3 Tín hiệu điều khiển PWM của qSBT2I 3 bậc cho các
switch pha a
Trong suốt trạng thái ngắn mạch (DT), điện áp trên
cuộn dây LP, LN và trên tụ CP, CN được xác định từ
hình 2(c).
Tại mỗi pha thực hiện so sánh 2 sóng sine lệch pha
nhau 1800: (V(refx) và –V(refx)) với sóng mang tần số
cao Vcar. Với 3 pha thì các bộ sóng sine V(refx) và –
V(refx)) này sẽ lệch pha nhau 1200. Các xung ngắn
mạch được tạo bằng cách so sánh sóng mang với 2
hằng số điện áp cố định là Vsh và Vsl với sóng mang
tần số cao Vcar.
V
Vdc VC
LP
p
V
Vdc VC
LN
N
dvC
(2)
CP
CN
IL
P
dt
dvC
IL
N
dt
4. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm
Nghịch lưu được đề xuất đã được phân tích và chứng
thực bởi thực hiện mô phỏng trong PSIM cũng như
thực nghiệm. Mô hình thực nghiệm đã được thực hiện
dựa trên kết quả mô phỏng trên PSIM. Các tham số
(3) của bộ nghịch lưu thể hiện ở bảng 2.
Áp dụng cân bằng điện áp ở trạng thái ổn định qua
cuộn cảm LP và LN
V V
1 D V V D 0
dc
Cp
dc
Cp
V V
1 D V V D 0
Vdc
dc
CN
dc
CN
B.2 Thông số của qSBT2I 3 bậc
VC VC
Các phần tử và thông số Thông số
P
N
2 1 2D
Điện áp ngõ vào Vdc
Cuộn cảm LP
Cuộn cảm LN
Tụ điện CP
90V
3mH
3mH
2200µF
Áp dụng sự cân bằng điện áp ở trạng thái ổn định
qua tụ điện CP và CN
3
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
Tụ điện CN
2200µF
110Vrms
5Khz
3mH
10F
Điện áp ngõ ra Vm
Tần số sóng mang
Cuộn dây lọc ngõ ra Lf
Tụ điện lọc ngõ ra Cf
Điện trở tải R
40Ω
(a)
(a)
(b)
H.4 Kết quả mô phỏng của qSBT2I 3 bậc
Từ hình 5. Nhìn từ trên xuống hình (a) điện áp pha
ngõ ra Vag, điện áp cực Va0, điện áp dây Vab, dòng
điện tải IR, dòng điện ngõ vào IL, điện áp ngõ vào Vdc,
tụ điện nhánh trên VCP và tụ điện nhánh dưới VCN; và
hình (b) tín hiệu điều khiển các switch SP và SN, điện
áp trên diode D1 và D2, điện áp VPN và dòng điện qua
cuộn dây.
Bộ nghịch lưu qSBT2I 3 bậc đã được mô phỏng để
đạt được điện áp pha (Vph) của 110 V (r.m.s) từ nguồn
điện 90 V đầu vào (Vdc). Tỷ số ngắn mạch (D) cũng
như chỉ số điều chế (M) đã được xác định tương ứng là
0.3 và 0.7. Tần số sóng mang (fcar) 5 kHz đã được sử
dụng để tạo tín hiệu xung PWM cho các thiết bị
chuyển mạch. Tần số tín hiệu điều chế đã được thực
hiện giống như tần số của điện áp AC đầu ra yêu cầu.
Thực hiện mô phỏng, điện áp mô phỏng được trên tụ
điện CP, CN là giống như giá trị lý thuyết (sử dụng (3))
tức là VC1 = VC2 ≈ 225V với gợn không đáng kể như
thể hiện trong hình 5a. Tương tự như vậy, dòng điện
đầu vào (iL) cho tải 40Ω đã được tìm thấy giống như
giá trị ước tính (được tính bằng (4) tức là dòng của iL ≈
5A như thể hiện trong Hình 5(a).
(b)
Để tiến hành thực nghiệm, sử dụng điện áp đầu vào
Vdc 90V như thể hiện trong bảng 2. Cuộn cảm và tụ
điện đã được chọn giống như mô phỏng. Tín hiệu
PWM đã được tạo ra bằng cách sử dụng lập trình dựa
trên FPGA trong Quartus II (Cyclone II
EP2C5T144I8). TLP250 đã được sử dụng như Gate
Driver mạch và mạch đệm tương ứng. Để đạt được yêu
cầu trên điện áp pha, hệ số ngắn mạch (D) và chỉ số
điều chế đã được thực hiện tương tự như mô phỏng,
tức 0.3 và 0.7 tương ứng.
(c)
4
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
[1] Dongsen Sun, Baoming Ge, Xingyu Yan,
Daqiang Bi, Hao Zhang, Yushan Liu, "Modeling,
Impedance Design, and Efficiency Analysis of
Quasi-Z Source Module in Cascaded Multilevel
Photovoltaic Power System," IEEE Transactions
on Industrial Electronics, vol. 61, pp. 6108-6117,
2014.
[2] F. Z. Peng, “Z-source inverter,” IEEE Trans. Ind.
Appl., vol. 39, no. 2, pp. 504-510, March/April
2003.
[3] G. Buticchi, D. Barater, E. Lorenzani, C. Concari
and G. Franceschini, "A Nine-Level Grid-
Connected Converter Topology for Single-Phase
Transformerless PV Systems," IEEE Trans. Ind.
Electron., vol. 61, no. 8, pp. 3951-3960, Aug.
2014.
[4] H. F. Xiao, and S. J. Xie, “Transformerless split-
inductor neutral point clamped three-level PV
grid-connected inverter,” IEEE Trans. Power
Electron., vol. 27, no.4, pp. 1799-1808, Apr.
2012.
(d)
H.5 Kết quả thực nghiệm của qSBT2I 3 bậc
Từ hình 5. Nhìn từ trên xuống hình (a) điện áp pha
ngõ ra Vag, điện áp cực Va0, hình (b) điện áp dây Vab,
dòng điện tải IR, hình (c) điện áp ngõ vào Vdc, tụ điện
nhánh trên VCP và tụ điện nhánh dưới VCN; hình (d)
THD của điện áp ngõ ra.
Từ Hình 5(a) có thể nhận thấy điện áp đo trên tụ
điện đã tăng lên 225 V, gần gấp 2.5 lần điện áp DC
đầu vào (Vdc = 90 V). Đồng thời, cũng được quan sát
thấy rằng điện áp trên cả hai tụ điện được cân bằng
hình 5(b) dòng điện ngõ ra gần bằng 2.5A, THD của
điện áp ngõ ra 1.5%.
"Investigation of short circuit in a IGBT power
module with Three-Level Neutral Point Clamped
Type
2
(NPC2, T-NPC, mixed voltage)
topology," IEEE Applied Power Electronics
Conference and Exposition (APEC), pp. 303-
307, 2016.
[6] J. Rodriguez, Jih-Sheng Lai and Fang Zheng
5. Kết luận
Peng, "Multilevel inverters:
a
survey of
Trong bài báo này, bộ biến đổi điện áp qSBT2I 3 bậc
được trình bày. Cấu hình nghịch lưu có thể tăng điện
áp Vdc đầu vào và cung cấp điện áp đầu ra ba bậc AC
trong một chặng không giống như NPC, VSI thông
thường. Nó sử dụng trạng thái ngắn mạch để tăng điện
áp. So với ba cấu hình thông thường NPC, ZSI và
NPC Quasi-ZSI, bộ khuếch đại công suất chuyển mạch
LC sử dụng nguồn DC tách riêng.
topologies, controls, and applications," IEEE
Trans. Ind. Electron, vol. 49, no. 4, pp. 724-738,
Aug 2002.
[7] J. M. Kwon, B. H. Kwon, and K. H. Nam,
“Three-phase photovoltaic system with three-
level boosting MPPT control,” IEEE Trans.
Power Electron., vol. 23, no.5, pp. 2319-2327,
Sep. 2008.
Cũng như sử dụng ít các phần tử thụ động trong
mạch, kết quả là trọng lượng và kích thước giảm.
Ngoài những ưu điểm này, dòng điện đầu vào liên tục
của cấu hình nghịch lưu được đề xuất làm cho nó phù
hợp với các ứng dụng như pin nhiên liệu, hệ thống
UPS, hệ thống PV... Sự hoạt động trạng thái ổn định
của mạch nghịch lưu được trình bày và tăng được điện
áp đầu vào. Giải thuật điều khiển PWM được sử dụng
cho việc chuyển đổi được trình bày. Mô phỏng đã
được thực hiện bằng cách sử dụng PSIM cùng với các
phân tích thực nghiệm đã được thực hiện bằng cách
xây dựng mô hình thử nghiệm để kiểm tra cấu hình
trình bày.
[8] Manoranjan Sahoo, Sivakumar Keerthipati, "A
Three Level LC-Switching Based Voltage Boost
NPC Inverter," IEEE transactions on industrial
electronics, pp. 132-138, 2016.
[9] Minh-Khai Nguyen, Tuan-Vu Le, Sung-Jun
Park, and Young-Cheol Lim," A Class of Quasi-
Switched Boost Inverters," IEEE transactions on
industrial electronics, vol. 62, no. 3, pp. 1526-
1536, March 2015.
[10] M. Schweizer, J. W. Kolar., "Design and
Implementation of a Highly Efficient Three-Level
T-Type
Converter
for
Low-Voltage
Applications," IEEE Transactions on Power
Electronics, Vol. 28, No. s2, pp. 899-907,
February 2013.
Lời cám ơn
Nghiên cứu này được thực hiện tại phòng thí
nghiệm điện tử công suất nâng cao D405 Trường Đại
học Sư phạm Kỹ thuật, Thành Phố Hồ Chí minh,
[11] P. C. Loh, D. Li, Y. K. Chai, and F. Blaabjerg,
“Autonomous control of interlinking converter
with energy storage in hybrid ac–dc microgrid,”
IEEE Trans. Ind. Appl, vol. 49, no. 3, pp. 1374–
1382, May/Jun. 2013.
[12] S. Mishra, R. Adda, and A. Joshi, “Inverse
Watkins–Johnson topologybased inverter,” IEEE
Tài liệu tham khảo
5
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
Trans. Power Electron., vol. 27, no. 3, pp. 1066– special issue on the impedance source converter
1070, Mar. 2012.
topologies and applications.
[13] T. B. Lazzarin, G. A. T. Bauer, and I. Barbi, “A
control strategy for parallel operation of single-
phase voltage source inverters: Analysis, design
and experimental results,” IEEE Trans. Ind.
Electron, vol. 60, no. 6, pp. 2194–2204, Jun.
2013.
Quach Thanh Hai (1972). Nhận
bằng kỹ sư ngành Kỹ thuật điện
của trường Đại học Sư Phạm Kỹ
Thuật Tp.Hồ chí Minh năm 1995,
bằng Thạc sỹ của Trường Đại học
[14] Zhi Zhang, Ming Jiang, "Transformerless Three-
Phase T-Type Three-Level Inverter For Medium-
Power Photovoltaic Systems," IEEE Conference
Publications, pp. 1592 - 1595, August 2016.
Bách Khoa Tp.Hồ Chí Minh năm
2002 và nhận bằng Tiến sĩ cũng
của trường Đại học Bách khoa
Tp.Hồ Chí Minh vào năm 2014. Từ năm 1995 đến nay
làm việc tại Trường Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.
Hồ Chí Minh. Hướng nghiên cứu chính về điện tử
công suất và kỹ thuật sóng mang.
Đỗ Đức Trí sinh năm 1973. Ông
nhận bằng Kỹ sư tại Trường Đại Học
Sư
phạm
Kỹ
thuật
TP.HCM năm 1999, bằng Thạc sỹ
Kỹ thuật Điện-Điện tử tại Trường
Đại Học Sư phạm Kỹ thuật Điện-
Điện tử. tại Trường Đại Học Sư
phạm Kỹ thuật TP.HCM năm 2012.
Nguyễn Trung Hiếu nhận bằng
kỹ sư điện- điện tử tại Trường Đại
Học Sư Phạm Kỹ Thuật, thành phố
Hồ Chí Minh, Việt Nam, trong
năm 2015. Nghiên cứu hiện nay
của ông bao gồm các bộ chuyển
đổi năng lượng hiệu suất cao cho
hệ thống năng lượng tái tạo.
Đang nghiên cứu sinh tại Trường Đại Học Sư phạm
Kỹ thuật TP.HCM năm 2017. Hiện Ông đang là giảng
viên bộ môn cơ sở kỹ thuật điện tử khoa Điện-Điện tử,
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP.HCM. Hướng
nghiên cứu chính là các hệ thống năng lượng tái tạo và
điện tử công suất.
Nguyễn Minh Khai received the
B.S.
degree
in
electrical
engineering from Ho Chi Minh
City University of Technology, Ho
Chi Minh City, Vietnam, in 2005,
and the M.S. and Ph.D. degrees in
electrical
engineering
from
Chonnam National University
Gwangju, South Korea, in 2007 and 2010,
respectively. He was a Lecturer with Ho Chi Minh
City University of Technology and Education, Ho Chi
Minh City, Vietnam. He is currently an Assistant
Professor with Chosun University, Gwangju, South
Korea. His current research interests include
impedance source inverters and power converters for
renewable energy systems.Dr. Nguyen had served as a
Guest
Associate
Editor
for
the
IEEE
TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS
6
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
Xử lý lỗi dung sai cho bộ nghịch lưu ba pha ba bậc nguồn Z hình T
AFault-tolerant Z-source T-type Three-Level Inverter System
Nguyễn Trung Hiếu1, Nguyễn Minh Khai2, Đỗ Đức Trí1, Võ Đại Vân1
1ĐH Sư Phạm Kỹ Thuật TP.HCM, 2Chosun University, Korea
Email: [email protected]
Tóm tắt
Bài báo trình bày phương pháp xử lý lỗi (ngắn mạch – hở mạch) trên cấu hình nghịch lưu ba pha ba bậc nguồn Z
hình T. Phương pháp đề xuất này cho phép hệ thống vận hành trong điều kiện có sự cố (ngắn mạch – hở mạch)
xẩy ra mà không làm gián đoạn việc cung cấp điện năng, đảm bảo duy trì sản xuất trong các nhà máy, xí nghiệp,
cũng như trong các hộ gia đình,…Kết hợp với ưu điểm của nguồn Z là cho phép các khóa bán dẫn trên cùng một
nhánh dẫn đồng thời trên cùng một thời điểm (hiện tượng ngắn mạch) để tăng điện áp đầu vào. Việc phân tích
mạch; giải thuật điều chế độ rộng xung; giải thuật phát hiện và xử lý lỗi cho bộ nghịch lưu này cũng như các kết
quả mô phỏng được thực hiện để kiểm chứng cấu hình; phương pháp điều khiển cũng được trình bày trong bài
này.
Abstract
This paper presents a topology modification of 3-level inverter which is combined between Z-source and T-type
explored to achieve the fault-tolerant operation, enhance the system reliability in the case of device open-circuit
or short-circuit failures and allow the switches in a phase-leg conducting at the same time. With the proposed
topology modification (via fewer additional switches and z-source). Circuit analysis, PWM control algorithm
and the transition principles from normal operations to post-fault operations are detailed. The reliability
enhancement is calculated. The simulation results are shown to verify the validity of the proposed inverter and
control strategy.
Keywords
Fault-tolerance, reliability evaluation, Quasi-Z source, T Type inverter, Isolating circuit.
vì khi đó xẩy ra hiện tượng ngắn mạch nguồn áp một
Ký hiệu
chiều làm hư hỏng thiết bị; 2) Điện áp ngõ ra luôn nhỏ
hơn điện áp DC nguồn cấp; 3) việc sử dụng nhiều
khóa công suất bán dẫn làm ảnh hưởng đến độ tin cậy
của toàn hệ thống. Các linh kiện bán dẫn như IGBT
và MOSFET rất dễ bị hư hỏng (hở mạch-ngắn
mạch)[6]. Ngoài ra, vì không được trang bị, thiết kế
dự phòng, nên khi có sự cố xảy ra toàn bộ hệ thống bị
đình trệ, gián đoạn. Trong nhiều lãnh vực như quân
sự, y tế, tài chính,… đòi hỏi rất cao về độ tin cậy của
hệ thống. Việc xảy ra lỗi trong hệ thống sẽ dẫn đến
tổn thất rất lớn về tài sản cũng như tính mạng con
người. Đó cũng là thách thức lớn với các nhà nghiên
cứu trong lĩnh vực điện tử công suất, làm sao để phát
triển hệ thống có khả năng làm việc ngay cả khi dưới
điều kiện lỗi, tăng cường độ tin cậy.
Ký hiệu
Vc
Đơn vị
V
Ý nghĩa
Điện áp trên tụ
Tỷ số ngắn mạch
trong mỗi chu kỳ
Điện áp thanh cái
Điện áp nguồn vào
D
VPN
Vdc
Chữ viết tắt
INV
ZSI
V
V
Inverter
Z-source inverter
VSI
Voltage source inverter
Neutral-point-clamped inverter
Insulated-gate
Pulse width modulation
Phase opposite modulation
NPC
IGBT
PWM
POD
Việc sử dụng thêm nhánh dự phòng vào cấu hình
nghịch lưu ba bậc hình T [7] đã xử lý được sự cố hở
mạch-ngắn mạch nhưng lại làm tăng kích cỡ cũng như
giá thành của bộ nghịch lưu.
Phương pháp sử dụng thêm mạch nguồn Z vào cấu
hình nghịch lưu ba bậc hình T [8] loại bỏ việc sử dụng
nhánh dự phòng nhưng vẫn có thể xử lý sự cố hở
mạch-ngắn mạch. Tuy nhiên, ở phương pháp này,
nguồn Z chỉ làm nhiệm vụ tăng áp phục hồi khi mạch
gặp sự cố.
1. Phần mở đầu
Các bộ nghịch lưu công suất đóng vai trò ngày càng
quan trọng trong công nghiệp cũng như trong sinh
hoạt gia đình [1]-[5]. Nâng cao hiệu suất chuyển đổi
luôn là nhiệm vụ quan trọng trong lĩnh vực điện tử
công suất. Với các cấu hình như: nghịch lưu diode
kẹp NPC [3]-[5] đã cải thiện được hiệu suất của hệ
thống. Trong số đó, cấu hình nghịch lưu hình T ba bậc
sử dụng các khóa công suất bán dẫn IGBT để giảm đi
tổn hao trên linh kiện [4]-[5]
Còn khi chưa có lỗi xẩy ra mạch nguồn Z không hoạt
động. Như vậy, với phương pháp này, mạch nguồn Z
chưa được sử dụng hết chức năng.
Tuy nhiên, vẫn còn tồn tại một số nhược điểm như
1) các khóa bán dẫn không được phép dẫn đồng thời
1
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
Từ những vấn đề được trình bày ở trên, đề xuất xử
lý lỗi cho bộ nghịch lưu ba pha ba bậc nguồn Z hình T
sẽ được trình bày. Bài báo tập trung vào phân tích
hoạt động của cấu hình nghịch lưu nguồn Z ba bậc
hình T kết hợp giải thuật điều khiển, xử lý lỗi cho cấu
hình này. Kết quả mô phỏng cũng được trình bày khá
cụ thể trong bài báo.
Mức điện áp âm đạt được khi các khóa công suất S3x
và S4x dẫn.
Mức điện áp zero đạt được khi các khóa công suất
S2x và S3x dẫn.
2.1.2 Chế độ ngắn mạch:
Chế độ ngắn mạch được sử dụng là chế độ ngắn mạch
bán phần gồm ngắn mạch nữa trên và ngắn mạch nữa
dưới.
Ở chế độ ngắn mạch nửa trên, xung ngắn mạch
được thêm vào trong lúc hệ thống chuyển đổi từ trạng
thái 0 lên +1.
2. Phân tích bộ mạch xử lý lỗi đề xuất:
2.1 Phân tích mạch
Cấu hình nghịch lưu ba bậc nguồn Z hình T [7] được
Ở chế độ ngắn mạch nửa dưới, các khóa công suất
S2X, S3X, S4X dẫn đồng thời. Lúc này, cuộn L2 sẽ được
tích năng lượng. Xung ngắn mạch được thêm vào
trong lúc hệ thống chuyển đổi từ trạng thái -1 về 0.
Các cuộn cảm L1, L2, và các tụ C3, C4 cùng giá trị
trong mạng nguồn z ở hình 1 do đó điện áp rơi trên
chúng được tính như sau:
Các cuộn cảm L1, L2, và các tụ C3, C4 cùng giá
trị trong mạng nguồn z ở hình 1 do đó điện áp rơi trên
chúng được tính như sau:
thể hiện trong sơ đồ nguyên lý ở hình 1
L1
L3
C1
S1a
S2a
S1b
S1c
D1
C2
S2b
3-phase
filter &
load
S3a
DC
L2
S2c
S3b
C3
D2
S3c
L4
S4a
S4b
S4c
C4
VL1 VL2 VL
(1)
H1. Sơ đồ nguyên lý cấu hình nghịch lưu ba bậc nguồn Z
hình T.
VC1 VC2 VC
(2)
Hình 1 là cấu hình của bộ nghịch lưu nguồn z ba
bậc hình T có thể tăng điện áp ngõ vào Vdc và tạo ra
điện áp AC ba bậc ở ngõ ra. Không như các bộ nghịch
lưu truyền thống khác, ở cấu hình đề xuất bao gồm
hai mạng nguồn z giống hệt nhau nối chung giữa 2 tụ
C2 và C3. Ngõ ra của mạng nguồn z kết nối với bộ
nghịch lưu ba pha ba bậc hình T. Phần nghịch lưu
hình T được cấu tạo từ sáu khóa bán dẫn công suất và
ba khóa bán dẫn hai chiều. Một trong những đặc điểm
quan trọng của cấu hình này là có khả năng hoạt động
ở chế độ ngắn mạch và có thể hoạt động dưới điều
kiện lỗi nhờ vào nhánh dự phòng gồm tám khóa công
suất bán dẫn và ba khóa công suất hai chiều. Dựa vào
bảng 1 để hiểu rõ hơn về cách hoạt động của cấu hình
đề xuất.
Trong chế độ ngắn mạch thì điện áp qua tụ và
cuộn cảm bằng nhau. Lúc này, cuộn cảm đang được
tích năng lượng.
VL VC
(3)
V 2VC
(4)
(5)
i
Vo 0
Gọi T, , , và lần lượt là tổng thời
gian của một chu kỳ, ngắn mạch nữa trên, ngắn mạch
nữa dưới, tổng thời gian ngắn mạch, thời gian không
ngắn mạch. Hệ số tăng áp B được tính như sau:
T
B
(6)
TNST T0
Với T T0 TNST , ta chọn thời gian ngắn mạch
2.1.1 Chế độ không ngắn mạch:
bằng 20% của một chu kỳ. Với tần số 50Hz
Ở chế độ này, công suất được truyền từ nguồn DC ra
tải AC qua cuộn cảm. Ngõ ra AC có thể đạt được ba
mức điện áp : mức điện áp dương, mức zero, mức
điện áp âm .
Mức điện áp dương đạt được khi các khóa công
suất S1x và S2x dẫn. (với x lần lượt là các pha A, B, C).
T0 2000 0.02 0.004s
T
B
(7)
2T0
1
T
Ở trạng thái bão hòa, điện áp trên cuộn cảm bằng
B1. Trạng thái chuyển mạch của hệ thống (X=A, B, C)
Chế độ
Trạng thái
Khóa công suất tác động
Diode
D1
Điện áp ngõ ra Vo
+1
0
S1X,S2X
Không ngắn mạch
S2X,S3X
-
0
-1
S3X,S4X
D2
0(L1 đang tích năng
lượng)
0(L2 đang tích năng
lượng)
T
B
S1X,S2X,S3X
S2X,S3X,S4X
-
-
Ngắn mạch
2
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
0. Do đó, điện áp qua cuộn cảm trong một chu kỳ
chuyển mạch được tính như sau:
V
V
(VDC VC )TNST ( DC )T ( DC )TB
T
2
2
(8)
0
T
Từ đó, ta tính được điện áp qua tụ như sau:
T0
1
2T
VC VDC
(9)
T0
1
T
2VDC
V0(NST)
(10)
T0
1
T
Điện áp ngõ ra ở trạng thái không ngắn mạch và
ngắn mạch lần lượt được tính như sau:
VDC
H2. Giải thuật tạo PWM cho bộ nghịch lưu nguồn z ba bậc
hình T.
V0(ST)
(11)
T0
1
Hình 2 cho thấy giải thuật điều khiển cấu hình đề
xuất. Mức điện áp Vsh được so sánh với sóng mang
tam giác Vcar1 tạo ra xung ngắn mạch (S0) được chèn
vào để điều khiển các khóa công suất bên phần nghịch
lưu.
2.3 Phân tích khi mạch xẩy ra lỗi
Để đơn giản, cấu hình nghịch lưu một pha ba bậc
nguồn Z hình T sẽ được phân tích trước. Hình 3 cho
T
Trong quá trình hệ thống hoạt động ở chế độ ngắn
mạch, dòng điện qua cuộn cảm tăng tuyến tính. Đến
khi hệ thống hoạt động ở chế độ không ngắn mạch,
dòng điện qua cuộn cảm sẽ giảm. Do đó, điện áp trên
cuộn cảm sẽ có giá trị khác với điện áp trên nguồn và
trên tụ điện. Dòng trung bình qua cuộn cảm như sau:
Pt
IL
(12)
thấy, khi xảy ra sự cố hở mạch hoặc ngắn mạch.
VDC
Từ hình 3a cho thấy, sau khi hở mạch, ngõ ra
Với Pt là công suất tổng.
Dòng ripple tối đa của mạng nguồn z là 30%. Do
đó, dòng max và min như sau:
không thể đạt được bậc điện áp dương. Khi ngắn
mạch, ngõ ra không thể đạt được bậc zero hoặc bậc
điện áp âm như ở hình 3b và hình 3c.
0
ILmax IL 30 IL
0
0
(13)
ILmin IL 30 IL
0
Cuộn cảm L được tính như sau:
V T0
IL max IL min
L
(14)
Với V là điện áp trung bình của lúc đã được tăng
áp và lúc chưa tăng áp.1.2% điện áp ripple trên tụ
điện. Giá trị tụ điện được tính như sau:
IL T0
C
(15)
VC
2.2 Giải thuật điều chế độ rộng xung (PWM)
Bằng phương pháp Sin PWM [8]
H3a. S1 hở mạch
3
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
H3b. S1 ngắn mạch ( bậc zero)
H4b. S2 ngắn mạch
Hình 4a cho thấy, khi S2 bị hở mạch nhưng lại
không có ảnh hưởng nhiều tới hệ thống.
Hình 4b cho thấy, khi S2 bị ngắn mạch gây ảnh
hưởng tới điện áp ngõ ra ở bậc âm. Tương tự có thể
áp dụng cho S3.
Do đó, nhận thấy rằng, tuy S2, S3 bị lỗi hở mạch
nhưng hệ thống vẫn có thể hoạt động được. Ta gọi đó
là lỗi dung sai. Chỉ còn lại vấn đề S2, S3 ngắn mạch.
Đối với S1 và S4, dù là lỗi hở mạch hay ngắn mạch
đều ảnh hưởng đến ngõ ra.
Để cấu hình có thể hoạt động dưới điều kiện lỗi,
cần phải cải tiến sao cho xử lý được các lỗi kể trên.
Đối với lỗi ngắn mạch, có thể dùng cầu chì bảo vệ.
Khi sự cố ngắn mạch xảy ra, cầu chì đứt. Lúc này,
quy về việc xử lý sự cố hở mạch. Như đã trình bày ở
trên, lỗi hở mạch ở S2 và S3 là lỗi dung sai, không ảnh
hưởng nhiều đến hệ thống. Do đó, bài báo này sẽ tập
trung xử lý lỗi hở mạch ở S1 và S4. Cấu hình cải tiến
được trình bày ở hình 5.
H3c. S1 ngắn mạch ( bậc âm)
Hình 3a cho thấy, khi S1 hở mạch, ngõ ra không
thể đạt được điện áp bậc dương.
Hình 3b-c cho thấy, điện áp ngõ ra bậc âm và bậc
zero cũng bị ảnh hưởng khi S1 ngắn mạch. Kết quả
cũng tương tự cho trường hợp S4.
H5. Cấu hình cải tiến của bộ nghịch lưu hình T ba bậc
Cấu hình trên đã được thêm vào tám khóa công
suất IGBT và ba khóa công suất TRIAC so với cấu
hình ban đầu của bộ nghịch lưu hình T ba bậc. Linh
kiện thêm vào có chức năng như sau:
Các khóa công suất TA1~TC1 và TA2~TC2 được
dùng để cách ly nhánh lỗi ra khỏi hệ thống nếu như có
xảy ra sự cố. Ưu điểm là dễ dàng điều khiển qua cực
cổng Gate, giảm thời gian chuyển mạch nên có thể
thay thế cho cầu chì.
H4a. S2 hở mạch
Các khóa công suất TA3~TC3 được dùng làm cầu
nối nhánh dự phòng với ngõ ra của pha bị lỗi. Linh
kiện TRIAC được chọn vì ưu điểm là khả năng
chuyển mạch nhanh, chi phí tương đối thấp. Sr1~Sr2 là
nhánh dự phòng, có nhiệm vụ đảm bảo hai bậc điện
áp ở ngõ ra khi có sự cố.
4
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
3. Nguyên lý hoạt động của bộ nghịch lưu cấu
VCCA-2017
Giai đoạn 3: Kết quả sau quy trình xử lý lỗi. Cấu
hình hệ thống lúc này như ở hình 8. Nhánh dự phòng
được sử dụng để duy trì hoạt động. Lúc này, ngõ ra
pha A là hai bậc thay vì ba bậc, biên độ dòng và áp bị
sụt giảm so với trước khi xẩy ra lỗi. Do đó, cần phải
điều chỉnh hệ số ngắn mạch để bù lại biên độ bị giảm.
Công thức điều chỉnh hệ số ngắn mạch như sau:
hình T cải tiến.
Giả sử xuất hiện sự cố SA1 hở mạch.
Giai đoạn 1: Giai đoạn phát hiện sự cố.
1
V0 BV
V
(17)
i
i
1 2D
Với : là điện áp DC trên thanh cái.
B là hệ số tăng áp.
nguồn DC ngõ vào.
D là hệ số ngắn mạch được tính theo công thức
TSH
H6a. Giai đoạn hoạt động bình thường
D
T
là khoảng thời gian ngắn mạch.
T là chu kỳ đóng ngắt.
Bằng cách tăng hệ số ngắn mạch sẽ tăng được điện
áp trên thanh cái DC từ đó tăng biên độ điện áp pha ở
ngõ ra bù lại lượng thiếu hụt do tình trạng xảy ra lỗi.
H6b. Giai đoạn xẩy ra sự cố
Khi chưa xẩy ra sự cố, cấu hình hoạt động như
hình 6a. Dòng điện đi qua SA1, DA1 và TA2. Khi có sự
cố xảy ra ở SA1, cần phải có khoảng thời gian để phát
hiện. Trong khoảng thời gian này, dòng sẽ đi từ SA3
và DA2 như hình 6b. Kết quả là, bậc điện áp dương
xuống cấp thành bậc zero.
H8. Cấu hình nghịch lưu ba bậc nguồn Z hình T sau khi tái
Giai đoạn 2: Sử dụng chân dự phòng để hệ thống
tiếp tục hoạt động dưới điều kiện lỗi SA1 hở mạch.
Sau khi đã phát hiện được lỗi, bộ điều chế PWM sẽ
khóa SA1, SA3 và SA4. Sau đó, quá trình thay thế bằng
chân dự phòng bắt đầu diễn ra.
cấu trúc
Tuy nhiên, việc tăng hệ số ngắn mạch cũng có giới
hạn bởi công thức :
D 1m
Với m là hệ số điều chế sóng sin.
Nếu hệ số D tăng quá mức so với giới hạn thì hiệu
quả tăng điện áp không còn nữa.
Các bước thực hiện quy trình như sau:
Bước 1: kích dẫn TA3.
Bước 2: Sau khi TA3 dẫn, Sr1 được kích dẫn. Sau
đó, các diode DA1 và DA2 bắt đầu chịu điện áp ngược.
Vì vậy, dòng ngõ ra sẽ tự động chuyển giao từ diode
DA2 hoặc DA1 sang Sr1 như hình 7.
4. Kết quả mô phỏng
B2. Thông số mô phỏng
Thông số
Giá trị
200V
50 Hz
2.1 KW
50 Hz
20KHz
0.3
0.7
1mH
1000 uF
25uF
Nguồn DC
Tần số sóng sin điều khiển
Công suất ngõ ra
Tần số ngõ ra
Tần số sóng mang
Hệ số ngắn mạch D
Chỉ số điều chế M
Cuộn cảm ngõ vào L1,L2,L3,L4
Tụ điện C1,C2,C3,C4
Tụ lọc
H7. Chân dự phòng bắt đầu hoạt động
Khi iSr1 tăng lên thì iDA2 giảm xuống . Từ đó ta có
công thức:
Cuộn dây
Tải trở Rload
Thông số
10mH
20 Ω
Giá trị
iDA2 iSr1 iA
(16)
Bước 3: Khi giá trị dòng điện qua diode DA2 hoặc
DA1 bằng không, lúc này, SA3, TA1 và TA2 sẽ bị khóa
lại, kết quả là nhánh bị lỗi sẽ bị cách ly khỏi hệ thống.
5
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
Điện áp Van trước khi lỗi
Điện áp trên tải pha A
Dòng điện trên tải pha A
Điện áp Van sau khi xử lý lỗi
H12. Điện áp Van trước và sau khi xử lý lỗi
H12 cho thấy điện áp Van sau khi xử lý lỗi đã
phục hồi đủ ba bậc điện áp.
Thời gian quá độ đo
5. Kết luận
Trong bài báo này đã trình bày về cấu hình nghịch lưu
nguồn Z hình T ba bậc cải tiến. Sử dụng mạch nguồn
z để tăng áp ngõ vào, khóa công suất 2 chiều để cách
ly lỗi và nhánh dự phòng để duy trì hoạt động. Nhờ
đó, hệ thống có thể hoạt động dưới điều kiện lỗi hở
mạch-ngắn mạch.
H9. Kết quả mô phỏng khi S1a bị sự cố hở mạch
H9 là dạng sóng mô phỏng trong trường hợp S1a
gặp sự cố hở mạch tại 0.5 ms. Sau khi phát hiện được
lỗi, TA1 và TA2 ngưng dẫn, cách ly nhánh bị lỗi ra khỏi
hệ thống. Khi đó, TA3 được kích dẫn để kết nối nhánh
dự phòng vào thay thế cho nhánh bị lỗi giúp hệ thống
duy trì hoạt động. Có thể thấy thời gian quá độ chỉ là
0.001s tương đương 1/20 chu kỳ.
Lời cám ơn
Nghiên cứu này được tài trợ bởi Quỹ Phát triển khoa
học và công nghệ Quốc gia (NAFOSTED) trong đề
tài mã số103.01-2015.19". Phòng thí nghiệm điện tử
công suất nâng cao D405 Trường Đại học Sư phạm
Kỹ thuật Thành Phố Hồ Chí minh, email:
Tài liệu tham khảo
[1] A. Nabae, I. Takahashi, and H. Akagi, "A new
neutral-point-clamped PWM inverter", IEEE
Trans. Ind. Appl., vol. 17, no. 5, pp.518 -523
1981.
H10. Dòng Ia (rms) đo được trước khi xảy ra lỗi=10.6A
[2] Wenping Zhang; Dehong Xu; Xiao Li; Ren Xie;
Haijin Li; Dezhi Dong; Chao Sun; Min Chen,
"Seamless Transfer Control Strategy for Fuel
Cell Uninterruptible Power Supply System,"
Power Electronics, IEEE Transactions on ,
vol.28, no.2, pp.717,729, Feb. 2013.
[3] Bruckner, T.; Bernet, S.; Guldner, H., "The
active NPC converter and its loss-balancing
H11. Dòng Ia (rms) đo được sau khi xử lý lỗi = 10.4A
Từ H10 và H11 cho thấy, biên độ dòng điện trước
và sau khi xãy ra lỗi có chênh lệch nhưng không đáng
kể. Sau khi xử lý sự cố, biên độ dòng điện trên tải gần
như hồi phục như trước khi xẩy ra lỗi
control,"
Industrial
Electronics,
IEEE
Transactions on , vol.52, no.3, pp.855,868, June
2005.
[4] Schweizer, M.; Kolar, J.W., "High efficiency
drive system with 3-level T-type inverter,"
Power Electronics and Applications (EPE 2011),
Proceedings of the 2011-14th European
Conference on , vol., no., pp.1,10, Aug. 30 2011-
Sept. 1 2011.
6
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2017
[5] Komatsu, K.; Yatsu, M.; Miyashita, S.; Okita, nhận bằng Kỹ sư tại Trường Đại Học Sư phạm Kỹ
thuật TP.HCM năm 1999, bằng Thạc sỹ Kỹ thuật
Điện-Điện tử tại Trường Đại Học Sư phạm Kỹ thuật
Điện-Điện tử. tại Trường Đại Học Sư phạm Kỹ thuật
TP.HCM năm 2012. Đang nghiên cứu sinh tại Trường
Đại Học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM năm 2017. Hiện
Ông đang là giảng viên bộ môn cơ sở kỹ thuật điện tử
khoa Điện-Điện tử, Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ
Thuật TP.HCM. Hướng nghiên cứu chính là các hệ
thống năng lượng tái tạo và điện tử công suất.
S.; Nakazawa, H.; Igarashi, S.; Takahashi, Y.;
Okuma, Y.; Seki, Y.; Fujihira, T., "New IGBT
modules for advanced neutral-point-clamped 3-
level power converters,", 2010 International
Power
Electronics
Conference
(IPEC),
pp.523,527, 21-24 June 2010.
[6] Lezana, P.; Pou, J.; Meynard, T.A.; Rodriguez,
J.; Ceballos, S.; Richardeau, F., "Survey on Fault
Operation on Multilevel Inverters," IEEE
Transactions on Industrial Electronics, vol.57,
no.7, pp.2207,2218, July 2010.
Võ Đại Vân sinh năm 1992. Ông
nhận bằng Kỹ sư kỹ thuật Điện
Công Nghiệp năm 2015 và đang là
học viên cao học ngành Kỹ Thuật
Điện tại Trường Đại Học Sư Phạm
Kỹ Thuật TP.HCM. Hướng nghiên
cứu chính là các hệ thống năng
lượng tái tạo, chuyển đổi công suất.
[7] M. Ruiz-Cortés, E. Romero-Cadaval, C.
RonceroClemente,
E.
González-Romera
.,“Evaluation of Losses in Three-Level Neutral-
PointClamped and T-Type Quasi-Z-Source
Inverters with Modified Carrier Based
Modulation Method” Power Electronics, IEEE
Transactions on 4-6 April 2017.
[8] P. C. Loh, S. W. Lim, F. Gao, and F. Blaabjerg
(2007) Three-Level Z-Source Inverters Using a
Single LC Impedance Network IEEE
Transactions on Power Electronics, vol. 22, no.
2, pp 706 - 711.
Đỗ Đức Trí Nguyễn Trung Hiếu
nhận bằng kỹ sư điện- điện tử tại
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật,
thành phố Hồ Chí Minh, Việt Nam,
trong năm 2015. Nghiên cứu hiện
nay của ông bao gồm các bộ chuyển
đổi năng lượng hiệu suất cao cho hệ
thống năng lượng tái tạo.
Nguyễn Minh Khai received the
B.S.
degree
in
electrical
engineering from Ho Chi Minh
City University of Technology, Ho
Chi Minh City, Vietnam, in 2005,
and the M.S. and Ph.D. degrees in
electrical
engineering
from
Chonnam National University
Gwangju, South Korea, in 2007 and 2010,
respectively. He was a Lecturer with Ho Chi Minh
City University of Technology and Education, Ho Chi
Minh City, Vietnam. He is currently an Assistant
Professor with Chosun University, Gwangju, South
Korea. His current research interests include
impedance source inverters and power converters for
renewable energy systems.Dr. Nguyen had served as a
Guest
Associate
Editor
for
the
IEEE
TRANSACTIONS ON POWER
ELECTRONICS special issue on
the impedance source converter
topologies and applications.
Đỗ Đức Trí sinh năm 1973. Ông
7
%Ӝꢀ*,È2ꢀ'Ө&ꢀ9¬ꢀĈҤ2ꢀ7Ҥ2
75ѬӠ1*ꢀĈҤ,ꢀ+Ӑ&ꢀ6Ѭꢀ3+Ҥ0ꢀ.Ӻꢀ7+8Ұ7
7+¬1+ꢀ3+Ӕꢀ+Ӗꢀ&+Ëꢀ0,1+
3+,ӂ8ꢀ1+Ұ1ꢀ;e7ꢀ/8Ұ1ꢀ9Ă1ꢀ7+Ҥ&ꢀ6Ӻ
ꢂ'jQKꢀFKRꢀJLҧQJꢀYLrQꢀSKҧQꢀELӋQꢃ
7rQꢀÿӅꢀWjLꢀOXұQꢀYăQꢀWKҥFꢀVӻꢁ 1JKLrQꢀFӭXꢀ[ӱꢀOêꢀOӛLꢀWUrQꢀFҩXꢀKuQKꢀQJKӏFKꢀOѭXꢀEDꢀSKDꢀEDꢀEұFꢀKuQKꢀ7ꢀ
7rQꢀWiFꢀJLҧꢁ 1*8<ӈ1ꢀ7581*ꢀ+,ӂ8
Ngành: .ӻꢀWKXұWꢀÿLӋQꢀWӱ
MSHV: 1680702
Khóa: 2016
Ĉӏnh Kѭӟng: ӬQJꢀGөQJ
+ӑꢀYjꢀWrQꢀQJѭӡLꢀSKҧQꢀELӋQꢁ 3*6ꢁ76ꢁ+XǤQKꢀ&KkXꢀ'X\
&ѫꢀTXDQꢀF{QJꢀWiFꢁ 7UѭӡQJꢀĈҥLꢀKӑFꢀ&{QJꢀQJKӋꢀ7Sꢁꢀ+ӗꢀ&Ktꢀ0LQK
ĈLӋQꢀWKRҥLꢀOLrQꢀKӋꢁ 0938 707 507
,ꢄꢀéꢀ.,ӂ1ꢀ1+Ұ1ꢀ;e7
ꢅꢄꢀ9ӅꢀKuQKꢀWKӭFꢀ ꢀNӃWꢀFҩXꢀOXұQꢀYăQꢁ
+uQKꢀWKӭFꢀYjꢀNӃWꢀFҩXꢀFӫDꢀOXұQꢀYăQꢀSKꢀKӧSꢀYӟLꢀQKLӋPꢀYөꢀOXұQꢀYăQꢀÿѭӧFꢀJLDRꢁ
ꢆꢄꢀ9ӅꢀQӝLꢀGXQJꢁ
2.1. Nh̵n xét v͉ꢀÀꢀꢀбꢁǡꢀÙꢀǡꢀЛꢁꢀЛꢁǡꢀïꢁꢀꢁЪꢀꢀOX̵QꢀYăQ
/XұQꢀYăQꢀWKӇꢀKLӋQꢀÿѭӧFꢀWtQKꢀNKRDꢀKӑFꢁꢀ
2.2. Nh̵ꢀ±ꢀ¯ꢀꢀЮꢁꢀуꢀоꢀЦꢁꢀÀꢁꢀРꢀЪꢀМꢀꢂꢃꢀꢁпꢀркꢀꢁꢀꢁ×ꢀ¯ïꢀꢀ¯аꢀ
ЮꢀꢀꢁпꢀꢀСꢀлꢀфꢀÀꢀЮ
/XұQꢀYăQꢀÿѭӧFꢀWUtFKꢀGүQꢀNӃWꢀTXҧꢀQJKLrQꢀFӭXꢀFӫDꢀQJѭӡLꢀNKiFꢀWKHRꢀÿ~QJꢀTXLꢀÿӏQKꢀKLӋQꢀKjQKꢀFӫDꢀSKiSꢀOXұWꢀVӣꢀ
KӳXꢀWUtꢀWXӋꢁ
2.3. Nh̵ꢀ±ꢀЫꢀͭc tiêu nghiên cͱu, ph˱˯ng pháp nghiên cͱu s͵ dͭng trong LVTN
0өFꢀWLrXꢀYjꢀSKѭѫQJꢀSKiSꢀQJKLrQꢀFӭXꢀOjꢀSKꢀKӧSꢁ
2.4. Nh̵n xét T͝ng quan cͯꢀ¯͉ tài
7әQJꢀTXDQꢀFӫDꢀÿӅꢀWjLꢀOjꢀWѭѫQJꢀÿӕLꢀÿҫ\ꢀÿӫꢁꢀ
2.5. ꢂСꢀ±ꢀ¯ꢀꢀ͉ n͡ꢀꢀƬꢀꢁНꢀрнꢀꢁпꢀꢄꢅꢆꢂ
1ӝLꢀGXQJꢀYjꢀFKҩWꢀOѭӧQJꢀFӫDꢀ/971ꢀOjꢀFyꢀWKӇꢀFKҩSꢀQKұQꢀÿѭӧFꢁ
2.6. ꢂСꢀ±ꢀ¯ꢀꢀ͉ kh̫ꢀ£ꢀͱng dͭǡꢀꢀаꢀхꢁꢀЭꢀꢁͯꢀ¯͉ tài
.ӃWꢀTXҧꢀFӫDꢀOXұQꢀYăQꢀFyꢀWKӇꢀWULӇQꢀNKDLꢀӭQJꢀGөQJꢀWKӵFꢀWӃꢁꢀ
2.7. Lu̵ꢀ£ꢀꢁОꢀꢁЯꢀуǡꢀеꢀꢀфꢀзꢀꢀ¿ꢀȋ͇t sót và t͛n t̩i):
ꢂꢀ&ҫQꢀEәꢀVXQJꢀWUuQKꢀEj\ꢀQJҳQꢀJӑQꢀYӅꢀSKҫQꢀPӅPꢀÿѭӧFꢀVӱꢀGөQJꢀP{ꢀSKӓQJꢀÿӇꢀ[iFꢀQKұQꢀÿѭӧFꢀÿӝꢀWLQꢀFұ\ꢀFӫDꢀ
FiFꢀNӃWꢀTXҧꢀP{ꢀSKӓQJꢁ
ꢂꢀ&ҫQꢀEәꢀVXQJꢀWKrPꢀPӝWꢀKRһFꢀKDLꢀGҥQJꢀVӵꢀFӕꢀNKiFꢀFyꢀWKӇꢀ[ҧ\ꢀUDꢀWUrQꢀEӝꢀQJKӏFKꢀOѭXꢁ
II. CÁC VҨꢀꢁ0ӄ CҪN LÀM RÕ
ꢀ&iFꢁFkXꢁK͗LꢁFͯDꢁJL̫QJꢁYLrQꢁSK̫QꢁEL͏Qꢂ
1ꢃꢀ6ӵꢀNKiFꢀQKDXꢀYӅꢀFҩXꢀWU~FꢀYjꢀYұQꢀKjQKꢀJLӳDꢀ2ꢀEӝꢀQJKӏFKꢀOѭXꢀFyꢀ[ӱꢀOêꢀOӛLꢀYjꢀNK{QJꢀFyꢀ[ӱꢀOêꢀOӛLꢀOjꢀJu"
2ꢃꢀ1JRjLꢀGҥQJꢀVӵꢀFӕꢀKӣꢀPҥFKꢀ61$ꢄꢀNӃWꢀTXҧꢀP{ꢀSKӓQJꢀYjꢀWKӵFꢀQJKLӋPꢀFӫDꢀFiFꢀGҥQJꢀVӵꢀFӕꢀNKiFꢀQKDXꢀOjꢀQKѭꢀ
WKӃꢀQjR"
3ꢃꢀĈӝꢀWLQꢀFұ\ꢀFӫDꢀJLҧLꢀSKiSꢀ[ӱꢀOêꢀOӛLꢀWUrQꢀEӝꢀQJKӏFKꢀOѭXꢀÿѭӧFꢀÿiQKꢀJLiꢀQKѭꢀWKӃꢀQjR"ꢀ
ꢂꢂꢂǤꢁ0ꢃꢀꢄꢁꢅꢂꢃ
0өFꢀÿiQKꢀJLi
TT
ĈiQKꢀJLi
ĈҥW
Không
ÿҥW
1
2
7tQKꢀNKRDꢀKӑFꢄꢀU}ꢀUjQJꢄꢀPҥFKꢀOҥFꢄꢀNK~FꢀFKLӃWꢀWURQJꢀOXұQꢀYăQ
x
x
ĈiQKꢀJLiꢀYLӋFꢀVӱꢀGөQJꢀKRһFꢀWUtFKꢀGүQꢀNӃWꢀTXҧꢀ1&ꢀFӫDꢀQJѭӡLꢀNKiFꢀFyꢀÿ~QJꢀTXL
ÿӏQKꢀKLӋQꢀKjQKꢀFӫDꢀSKiSꢀOXұWꢀVӣꢀKӳXꢀWUtꢀWXӋ
3
4
5
6
0өFꢀWLrXꢀQJKLrQꢀFӭXꢄꢀSKѭѫQJꢀSKiSꢀQJKLrQꢀFӭXꢀVӱꢀGөQJꢀWURQJꢀ/971
7әQJꢀTXDQꢀFӫDꢀÿӅꢀWjL
x
x
x
x
ĈiQKꢀJLiꢀYӅꢀQӝLꢀGXQJꢀ ꢀFKҩWꢀOѭӧQJꢀFӫDꢀ/971
ĈiQKꢀJLiꢀYӅꢀNKҧꢀQăQJꢀӭQJꢀGөQJꢄꢀJLiꢀWUӏꢀWKӵFꢀWLӉQꢀFӫDꢀÿӅꢀWjL
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ0ꢀНꢀꢁ±ꢀȋȌꢀꢀØꢀгꢀ0ꢀ
ꢂꢂꢂǤꢁꢆϸꢇꢁꢈꢉϯꢀ
ꢀ*L̫QJꢁYLrQꢁSK̫QꢁEL͏QꢁJKLꢁU}ꢁêꢁNL͇Qꢁ³7iQꢀWKjQKꢀOX̵QꢀYăQ” hay “.K{QJꢀWiQꢀWKjQKꢀOX̵QꢀYăQ”)
7iQꢀWKjQKꢀOXұQꢀYăQꢁ
73ꢁ+&0ꢄꢀQJj\ꢀꢀWKiQJꢀꢀQăPꢀ
1JѭӡLꢀQKұQꢀ[pW
ꢅ.êꢀ ꢀJKLꢀU}ꢀKӑꢀWrQꢃ
3*6ꢁ76ꢁ+XǤQKꢀ&KkXꢀ'X\
%Ӝꢀ*,È2ꢀ'Ө&ꢀ9¬ꢀĈҤ2ꢀ7Ҥ2
75ѬӠ1*ꢀĈҤ,ꢀ+Ӑ&ꢀ6Ѭꢀ3+Ҥ0ꢀ.Ӻꢀ7+8Ұ7
7+¬1+ꢀ3+Ӕꢀ+Ӗꢀ&+Ëꢀ0,1+
3+,ӂ8ꢀ1+Ұ1ꢀ;e7ꢀ/8Ұ1ꢀ9Ă1ꢀ7+Ҥ&ꢀ6Ӻ
ꢂ'jQKꢀFKRꢀJLҧQJꢀYLrQꢀSKҧQꢀELӋQꢃ
7rQꢀÿӅꢀWjLꢀOXұQꢀYăQꢀWKҥFꢀVӻꢁ 1JKLrQꢀFӭXꢀ[ӱꢀOêꢀOӛLꢀWUrQꢀFҩXꢀKuQKꢀQJKӏFKꢀOѭXꢀEDꢀSKDꢀEDꢀEұFꢀKuQKꢀ7ꢀ
7rQꢀWiFꢀJLҧꢁ 1*8<ӈ1ꢀ7581*ꢀ+,ӂ8
Ngành: .ӻꢀWKXұWꢀÿLӋQꢀWӱ
MSHV: 1680702
Khóa: 2016
Ĉӏnh Kѭӟng: ӬQJꢀGөQJ
+ӑꢀYjꢀWrQꢀQJѭӡLꢀSKҧQꢀELӋQꢁ 76ꢁ7UѭѫQJꢀ1JӑFꢀ6ѫQ
&ѫꢀTXDQꢀF{QJꢀWiFꢁ ĈҥLꢀKӑFꢀVѭꢀSKҥPꢀNӻꢀWKXұWꢀ73ꢁ+&0
ĈLӋQꢀWKRҥLꢀOLrQꢀKӋꢁ 0931085929
,ꢄꢀéꢀ.,ӂ1ꢀ1+Ұ1ꢀ;e7
ꢅꢄꢀ9ӅꢀKuQKꢀWKӭFꢀ ꢀNӃWꢀFҩXꢀOXұQꢀYăQꢁ
/XұQꢀYăQꢀFzQꢀQKLӅXꢀOӛLꢀFKtQKꢀWҧꢂꢀOӛLꢀGLӉQꢀÿҥWꢁ
ꢆꢄꢀ9ӅꢀQӝLꢀGXQJꢁ
2.1. Nh̵n xét v͉ꢀÀꢀꢀбꢁǡꢀÙꢀǡꢀЛꢁꢀЛꢁǡꢀïꢁꢀꢁЪꢀꢀOX̵QꢀYăQ
%ӕꢀFөFꢀKӧSꢀOêꢂꢀU}ꢀUjQJ
2.2. Nh̵ꢀ±ꢀ¯ꢀꢀЮꢁꢀуꢀоꢀЦꢁꢀÀꢁꢀРꢀЪꢀМꢀꢂꢃꢀꢁпꢀркꢀꢁꢀꢁ×ꢀ¯ïꢀꢀ¯аꢀ
ЮꢀꢀꢁпꢀꢀСꢀлꢀфꢀÀꢀЮ
&yꢀWUtFKꢀGүQꢀNKLꢀVӱꢀGөQJꢀNӃWꢀTXҧꢀQJKLrQꢀFӭXꢀFӫDꢀQJѭӡLꢀNKiF
7X\ꢀQKLrQꢀSKҫQꢀWUtFKꢀGүQꢀ>1] - [5@ꢀFKѭDꢀWKӵFꢀVӵꢀKӧSꢀOêꢁꢀ7UtFKꢀGүQꢀFiFꢀWUDQJꢀWUrQꢀPҥQJꢂꢀFiFꢀWUDQJꢀEiRꢀGkQꢀ
GөQJꢀNK{QJꢀPDQJꢀKjPꢀOѭӧQJꢀNKRDꢀKӑFꢂꢀFKѭDꢀÿѭӧFꢀNLӇPꢀFKӭQJꢀYӅꢀWtQKꢀNKRDꢀKӑFꢂꢀFNJQJꢀQKѭꢀWtQKꢀFKtQKꢀ[iFꢁ
2.3. Nh̵ꢀ±ꢀЫꢀͭc tiêu nghiên cͱu, ph˱˯ng pháp nghiên cͱu s͵ dͭng trong LVTN
0өFꢀWLrXꢀQJKLrQꢀFӭXꢀÿѭӧFꢀ[iFꢀÿӏQKꢀU}ꢀUjQJꢂꢀFөꢀWKӇ
2.4. Nh̵n xét T͝ng quan cͯꢀ¯͉ tài
ĈӅꢀWjLꢀSKkQꢀWtFKꢀFiFꢀYҩQꢀÿӅꢀOӛLꢀ[ҧ\ꢀUDꢀWURQJꢀFiFꢀFҩXꢀKuQKꢀQJKӏFKꢀOѭXꢀWăQJꢀiSꢀÿDꢀEұFꢀYjꢀÿѭDꢀUDꢀJLҧLꢀWKXұWꢀ[ӱꢀOêꢀ
OӛLꢀFKRꢀEӝꢀQJKӏFKꢀOѭXꢀEDꢀSKDꢀEDꢀEұFꢀQJXӗQꢀ=ꢀKuQKꢀ7ꢀEҵQJꢀFiFKꢀWKLӃWꢀNӃꢀQKiQKꢀGӵꢀSKzQJꢁꢀ7iFꢀJLҧꢀÿmꢀWKӵFꢀKLӋQ
P{ꢀSKӓQJꢀSKѭѫQJꢀSKiSꢀÿӅꢀ[XҩWꢂꢀÿӗQJꢀWKӡLꢀWLӃQꢀKjQKꢀWKӵFꢀQJKLӋPꢀÿӇꢀNLӇPꢀFKӭQJꢀSKѭѫQJꢀSKiSꢀÿӅꢀ[XҩWꢁꢀ.ӃWꢀ
TXҧꢀP{ꢀSKӓQJꢀYjꢀWKӵFꢀQJKLӋPꢀSKꢀKӧSꢀYӟLꢀOêꢀWKX\ӃWꢂꢀOұSꢀOXұQꢁꢀ
2.5. ꢂСꢀ±ꢀ¯ꢀꢀ͉ n͡ꢀꢀƬꢀꢁНꢀрнꢀꢁпꢀꢄꢅꢆꢂ
1{LꢀGөQJꢀOXұQꢀYăQꢀFzQꢀQKLӅXꢀOӛLꢀFҫQꢀÿѭӧFꢀNKҳFꢀSKөFꢁ
2.6. ꢂСꢀ±ꢀ¯ꢀꢀ͉ kh̫ꢀ£ꢀͱng dͭǡꢀꢀаꢀхꢁꢀЭꢀꢁͯꢀ¯͉ tài
.ӃWꢀTXҧꢀQJKLrQꢀFӭXꢀFyꢀWtQKꢀWKӵFꢀQJKLӋPꢂꢀFyꢀNKҧꢀQăQJꢀӭQJꢀGөQJꢀWKӵFꢀWLӉQ
2.7. Lu̵ꢀ£ꢀꢁОꢀꢁЯꢀуǡꢀеꢀꢀфꢀзꢀꢀ¿ꢀȋ͇t sót và t͛n t̩i):
/XұQꢀYăQꢀFҫQꢀÿѭӧFꢀFKӍQKꢀVӱDꢀQKѭꢀVDXꢃ
1ꢁꢀ/ӛLꢀFKtQKꢀWҧꢀWURQJꢀOXұQꢀYăQꢃꢀYtꢀGөꢀꢄ;ҭ\ꢀUDꢄꢂꢀꢄ;mꢄꢀꢅꢀGLVFKDUJHꢆꢀꢂꢄꢀ7HNWURQX[ꢄꢂꢀꢁꢁꢁꢁ
2ꢁꢀ&iFꢀNêꢀKLӋXꢀWURQJꢀKuQKꢂꢀYjꢀWURQJꢀSKҫQꢀGLӉQꢀJLҧLꢀNK{QJꢀÿӗQJꢀEӝꢂꢀYtꢀGөꢂꢀKuQKꢀ3.2ꢃꢀNêꢀKLӋXꢀ61a trong khi
SKҫQꢀGLӉQꢀJLҧLꢀOҥLꢀGӱꢀGөQJꢀ6$1 ,....
3ꢁꢀꢀ3KҫQꢀGLӉQꢀÿҥWꢀ4.1.2.1ꢀNK{QJꢀU}ꢀUjQJꢂꢀFkXꢀWӯꢀNK{QJꢀU}ꢂꢀWiFꢀJLҧꢀFҫQꢀGLӉQꢀÿҥWꢀOҥLꢀFKRꢀU}ꢀUjQJꢁꢀ
4ꢁꢀ3KҫQꢀNӃWꢀTXҧꢁꢀ0ӛLꢀKuQKꢀWiFꢀJLҧꢀFҫQꢀGLӉQꢀÿҥWꢀFKLꢀWLӃWꢀKѫQꢂꢀÿӇꢀSKkQꢀWtFKꢂꢀVRꢀViQKꢁꢀ4XDꢀÿyꢀOjPꢀU}ꢀÿѭӧFꢀNӃWꢀ
TXҧꢁꢀ9tꢀGөꢀKuQKꢀ4.9ꢂꢀWҥLꢀVDRꢀÿLӋQꢀiSꢀWUrQꢀWKDQKꢀFiLꢀFyꢀ[XꢀKѭӟQJꢀJLҧPꢀWURQJꢀNKRҧQJꢀWKӡLꢀJLDQꢀWӯꢀ0ꢀÿӃQꢀ0.6s.
6ꢁꢀ7jLꢀOLӋXꢀWKDPꢀNKҧRꢀFҫQꢀWKӕQJꢀQKҩWꢀKuQKꢀWKӭFꢀYLӃWꢁꢀYtꢀGөꢀWURQJꢀ>7] IEEE Transactions on Industrial
(OHFWURQLFVꢀOjꢀKӧSꢀOêꢂꢀQKѭQJꢀWURQJꢀ>8@ꢀOҥLꢀOjꢀ,QGXVWULDOꢀ(OHFWURQLFVꢂꢀ,(((ꢀ7UDQVDFWLRQVꢁꢀWUѭѫQJꢀWӵꢂꢀFiFꢀWUtFKꢀ
GүQꢀNKiFꢀFҫQꢀÿѭӧFꢀWKӇꢀKLӋQꢀWKӕQJꢀQKҩWꢂꢀWrQꢀWұSꢀFKtꢂꢀYROꢁꢂꢀQRꢁꢂꢀSSꢁꢂꢀꢁꢁꢁꢁ
II. CÁC VҨꢀꢁ0ӄ CҪN LÀM RÕ
ꢀ&iFꢁFkXꢁK͗LꢁFͯDꢁJL̫QJꢁYLrQꢁSK̫QꢁEL͏Qꢂ
ꢇꢁꢀ7URQJꢀKuQKꢀꢈꢁꢉꢂꢀJLҧLꢀWKtFKꢀWҥLꢀVDRꢀÿLӋQꢀiSꢀWUrQꢀWKDQKꢀFiLꢂꢀFNJQJꢀQKѭꢀÿLӋQꢀiSꢀWUrQꢀWөꢀFyꢀ[XꢀKѭӟQJꢀJLҧPꢀWURQJꢀ
NKRҧQJꢀWKӡLꢀJLDQꢀWӯꢀꢊꢀÿӃQꢀꢊꢁꢋV
ꢂꢂꢂǤꢁ0ꢃꢀꢄꢁꢅꢂꢃ
TT
0өFꢀÿiQKꢀJLi
ĈiQKꢀJLi
ĈҥW
Không
ÿҥW
1
2
7tQKꢀNKRDꢀKӑFꢂꢀU}ꢀUjQJꢂꢀPҥFKꢀOҥFꢂꢀNK~FꢀFKLӃWꢀWURQJꢀOXұQꢀYăQ
x
x
ĈiQKꢀJLiꢀYLӋFꢀVӱꢀGөQJꢀKRһFꢀWUtFKꢀGүQꢀNӃWꢀTXҧꢀ1&ꢀFӫDꢀQJѭӡLꢀNKiFꢀFyꢀÿ~QJꢀTXL
ÿӏQKꢀKLӋQꢀKjQKꢀFӫDꢀSKiSꢀOXұWꢀVӣꢀKӳXꢀWUtꢀWXӋ
3
4
5
6
0өFꢀWLrXꢀQJKLrQꢀFӭXꢂꢀSKѭѫQJꢀSKiSꢀQJKLrQꢀFӭXꢀVӱꢀGөQJꢀWURQJꢀ/971
7әQJꢀTXDQꢀFӫDꢀÿӅꢀWjL
x
x
x
x
ĈiQKꢀJLiꢀYӅꢀQӝLꢀGXQJꢀ ꢀFKҩWꢀOѭӧQJꢀFӫDꢀ/971
ĈiQKꢀJLiꢀYӅꢀNKҧꢀQăQJꢀӭQJꢀGөQJꢂꢀJLiꢀWUӏꢀWKӵFꢀWLӉQꢀFӫDꢀÿӅꢀWjL
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ0ꢀНꢀꢁ±ꢀȋȌꢀꢀØꢀгꢀ0ꢀ
ꢂꢂꢂǤꢁꢆϸꢇꢁꢈꢉϯꢀ
ꢀ*L̫QJꢁYLrQꢁSK̫QꢁEL͏QꢁJKLꢁU}ꢁêꢁNL͇Qꢁ³7iQꢀWKjQKꢀOX̵QꢀYăQ” hay “.K{QJꢀWiQꢀWKjQKꢀOX̵QꢀYăQ”)
7iQꢀWKjQKꢀOXұQꢀYăQ
73ꢁ+&0ꢂꢀQJj\ꢀꢀWKiQJꢀꢀQăPꢀ
1JѭӡLꢀQKұQꢀ[pW
ꢅ.êꢀ ꢀJKLꢀU}ꢀKӑꢀWrQꢆ
76ꢁ7UѭѫQJꢀ1JӑFꢀ6ѫQ
BÀI BÁO KHOA HỌC
THỰC HIỆN CÔNG BỐ THEO QUY CHẾ ĐÀO TẠO THẠC SỸ
Bài báo khoa học của học viên
có xác nhận và đề xuất cho đăng của Giảng viên hướng dẫn
Bản tiếng Việt ©, TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT TP. HỒ CHÍ MINH và TÁC GIẢ
Bản quyền tác phẩm đã được bảo hộ bởi Luật xuất bản và Luật Sở hữu trí tuệ Việt Nam.
Nghiêm cấm mọi hình thức xuất bản, sao chụp, phát tán nội dung khi chưa có sự đồng ý
của tác giả và Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP. Hồ Chí Minh.
ĐỂ CÓ BÀI BÁO KHOA HỌC TỐT, CẦN CHUNG TAY BẢO VỆ TÁC QUYỀN!
Thực hiện theo MTCL & KHTHMTCL Năm học 2018-2019 của Thư viện Trường Đại học
Sư phạm Kỹ thuật Tp. Hồ Chí Minh.
19 trang
09/01/2024
23541
Free
Bạn đang xem tài liệu "Bộ nghịch lưu ba bậc hình T tăng áp dựa trên chuyển mạch LC", để tải tài liệu gốc về máy hãy click vào nút Download ở trên
File đính kèm:
- bo_nghich_luu_ba_bac_hinh_t_tang_ap_dua_tren_chuyen_mach_lc.pdf
